适用于5G毫米波天线封装应用的双频双极化平面天线

本文介绍了一种双频双极化天线，工作频率范围为 24 至 40 GHz，工作频率范围为 5G 新无线电 （NR） 毫米波 （mm-Wave） 频率范围 2 （FR2）。该文提出一种新颖的环形贴片堆叠排列方式，以实现宽双频段工作和稳定的增益。在较低 （24.25–29.5 GHz） 和较高 （37–40 GHz） FR2 频段工作的两对堆叠环形贴片交替集成在四个金属层上。由于堆叠配置，该天线提供急剧滚降和类似滤波器的响应，工作频带之间的辐射为零。该天线采用孔径耦合和带状馈电，符合封装天线 （AiP） 要求。所提出的单天线元件和2×2阵列是使用标准商业印刷电路板 （PCB） 制造设施制造的。测量结果显示，在阻抗匹配、隔离、辐射方向图和实际增益方面与仿真结果相当一致。该设计是5G毫米波基站天线阵列的有前途的候选者。

与下一代无线通信系统相关的研究和商业活动正在与5G网络部署并行发展。毫米波（mm-Wave）通信是5G网络中的一项关键使能技术，因为它为高数据速率应用提供了宽带宽[1]。从天线电气性能的角度来看，毫米波频率存在不同的设计挑战，例如需要宽工作带宽、稳定的增益和适合波束扫描应用的对称辐射方向图。通常，宽带或多频段天线旨在覆盖多频段分配。多频段天线设计需要在天线的外形尺寸、可制造性和成本结构之间取得平衡。由于这些频率的高路径损耗和信号衰减，需要高定向天线或相控阵来满足链路预算要求[2]，[3]。天线设计还必须满足阵列要求，例如最大元件尺寸、相互耦合和波束宽度。对于高度集成的无线系统，通常采用封装天线（AiP）技术。事实证明，它在毫米波频率下既经济又可靠;天线设计还需要遵循所用AiP技术的构建设计规则[4]。此外，双极化天线是首选，因为它们具有更好的多径衰落性能和通信信道容量的改善[5]。然而，由于输入端口彼此靠近，因此在双极化天线中实现高隔离度和良好的交叉极性鉴别（XPD）具有挑战性[6]。
平面天线具有外形小巧、易于与毫米波前端集成且经济高效的优点。最近，人们提出了不同的平面天线解决方案来满足毫米波AiP的要求。对于AiP应用，当性能、可重复性和可靠性至关重要时，低温共烧陶瓷（LTCC）技术通常是首选[7]，而多层有机堆积基板是一种具有成本效益的解决方案[8]。对于LTCC技术，[9]中介绍了一种具有差分馈电的双极化平面孔径天线，工作频率为60 GHz。该天线具有宽带宽和高增益，几何形状简单。最近，一种基于贴片天线的具有滤波响应的双极化天线阵列已被证明用于5G毫米波应用[10]。
同样，在[4]中提出了一种使用探针馈电堆叠贴片的Ka波段AiP，用于多层印刷电路板（PCB）技术。演示的带宽为0.8 GHz，30.8 GHz时的峰值增益为3.8 dBi。同样，对于宽带毫米波应用，磁电 （ME） 偶极子也是一个有吸引力的选择。它提供宽带宽和稳定的辐射方向图，具有低交叉极化。在[11]中，线性极化ME偶极子覆盖了22至33 GHz的宽带宽和平坦的增益响应。最近，一种薄型垂直极化ME单极天线在[12]中得到了证明，该天线覆盖了23.5至44 GHz的更宽带宽，峰值增益为7 dBi。对于具有滤波功能的天线应用，已经为5G通信展示了一种具有可控零点的差分馈电、双极化堆叠贴片[13]。Deckmyn等[14]提出了一种基于四分之一模式基板集成波导（SIW）腔的双频阵列，工作在28和38 GHz频段。演示的天线制造简单，但仅提供线性极化;此外，可用频谱仅部分利用。据观察，许多具有宽工作带宽的前景天线解决方案正在毫米波频谱的各种技术中得到展示。然而，在这些频率下，只有少数具有双频段或多频段性能的结构被报道。它们能够抑制所需频段以外的辐射，有助于减轻收发器滤波电路的负载。
对于 AiP 应用，微带贴片天线因其低剖面和易于集成而成为首选。然而，由于微带天线的固有特性，也存在相关的挑战，例如窄带宽、表面波和损耗[15]。在驱动贴片或天线堆叠上放置寄生贴片是增强贴片天线带宽的众所周知的技术。通常，宽带 [16] 或双频 [17] 操作都通过贴片堆叠技术进行演示。然而，所提出的新型天线配置结合了两对堆叠的环形贴片，如图1所示。四个环形贴片谐振器交替合并，以实现宽双频段操作。此外，贴片堆叠还提供精细可调谐的辐射零点，这对于在带边实现严格的滤波要求很有用，而专用滤波器相对难以达到这些要求。由于额外的金属层而增加的复杂性和成本是实现更好性能的合理权衡。此外，在AiP的情况下，射频电路的互连通常需要多个金属层。为了保持组合堆栈的对称性并避免违反PCB堆积规则，天线堆栈通常需要额外的金属层[4]。
 

图 1.用于宽双频操作的堆叠拓扑结构。

本文介绍了一种双频双极化天线，该天线覆盖了5G新无线电（NR）频率范围2（FR2）[18]的n257、n258、n260和n261频段。从 24.25 到 29.5 GHz 的较低频段以 19.5% 的小数带宽覆盖 n257、n258 和 n261 频段，而从 37 到 40 GHz 的较高频段以 8% 的小数带宽覆盖 n260 频段。此前，所提出的设计的初步仿真结果已在[19]中提出。在第 2 节中，介绍了天线配置，然后是馈电设计和天线操作的解释。还讨论了其匹配、增益和滤波特性，以及确定关键参数如何影响天线性能的参数研究。单个元素的模拟和测量结果和2×2 数组在第 III 节中介绍。最后，第四节结束了这项工作。

第二节.天线配置与设计
A. 天线配置
对于微带贴片天线设计，通常首选低介电常数和低损耗材料，以获得更好的带宽和效率。(byEEPW)此外，在 AiP 中，需要考虑所选材料的多层制造。在这里，Panasonic Megtron 7 [20] 系列层压板和预浸料因其超低损耗和多层特性而被选中。层压板和预浸料的型号分别为 R-5785（N） 和 R-5680（N），布料样式为 3313。选择这些材料，使所有使用的材料在工作频率下具有相同的介电常数 3.34 和 0.003 的耗散因数。由于介电常数取决于所选层压板的层厚，因此将多个相同厚度的层堆叠在一起以实现均匀的介电常数，如图 2 所示。这也简化了仿真模型，并最大限度地减少了制造过程中的变化。
 

图 2.拟议天线的堆叠。所有预浸料层的厚度均为 0.1 毫米。

所提出的天线的PCB堆叠层（图2）中有9个金属层、7个基板层和6个预浸料层。金属层 M1–M4 用堆叠的环形贴片蚀刻，M5 和 M8 是连接的接地平面，而正交馈线位于 M6 和 M7 上用于双极化。独立天线表征需要带有微带馈电和过孔焊盘的 M9 层，AiP 可以排除在外。
激光通孔将 M9 层连接到 M8，而 M9 通过盲孔连接到 M5。通常， 在 PCB 制造过程中， 盲孔直径应至少等于所需的深度， 而通孔可以加工成厚度低得多， 具体取决于可用的技术.为了减小盲孔的直径，PCB制造分两步完成。首先，用通孔构建包含M9至M5层的子堆栈，然后在第二步中将其与剩余的堆栈（M4至M1）层压在一起。

B. 材料设计
成功采用探头馈送和孔径耦合技术来激励AiP应用的贴片天线[7]，[8]。在这里，孔径耦合用于馈送天线，因为它限制了杂散馈电辐射由于公共接地层而使天线辐射方向图失真[21]。图3给出了所提出的天线的三维仿真模型，图4显示了每个金属层（M1-M8）的二维视图。层 M9 仅包含一个50 Ω 微带进料和焊盘，并且上面没有可调尺寸。所有优化的维度均列于表I中。M5层是第一个（公共）接地层，而第二个接地层（M8层）用于将天线馈电与收发器电路隔离，以避免可能的反馈或振铃问题[22]。第二个接地层使平行板模式出现在天线带状线馈电层中。这些模式的存在可能会降低天线匹配和效率。在槽孔周围放置短路通孔是抑制这些模式的实用解决方案。但是，它们会显着影响天线阻抗，因此必须明智地定位。虽然建议通孔间距约为导波波长的十分之一[23]，但最小间距不能低于PCB制造规则允许的间距。在这里，在交叉槽孔周围放置了八个短路通孔，并在迭代仿真中调整了它们的位置以抑制不需要的模式。
表一 优化了所提设计的参数。（单位：毫米，除外θH S，V S以度为单位）
 
 

图 3.拟议天线的分解 3D 模型（不按比例缩放）。

 
图 4.金属层和所提出模型的 M5-9 坐标。

天线由50 Ω M9 层上的微带线，用于垂直和水平偏振。微带馈线通过馈线（中心）通孔连接到带状线。设计了垂直微带到带状线的准同轴过渡，以最大限度地减少反射。馈电通孔被接地通孔围栏包围，因为增加接地通孔的数量可以提高带宽[24]。在这里，四个接地通孔放置在进料通孔周围。为了优化匹配，调整了 M8 和 M9 层上地面切口的直径以及地面通孔围栏和馈通之间的距离。M5层上的耦合孔类似于H形槽，所有边缘都经过倒角以增强耦合[25]。交叉槽由正交的双偏移馈线馈电，蚀刻在 M6 和 M7 层上，用于垂直和水平极化。这些不对称带状线结构夹在两个接地平面之间，基板厚度为 0.6 mm。为了实现宽带宽，针对馈线的无功功率分配器优化了线性锥形T型结。这些进料管线以径向短截线端接。(byEEPW)
C. 天线设计
为了理解所提出的设计的操作，本文介绍了天线的演化，从单个孔径耦合贴片（第 1 阶段）开始，逐步发展到四个堆叠贴片（第 4 阶段）。一次添加一个环形补丁显示了多个补丁如何在两个不同的频段上提供宽带操作。为了简单起见，研究了单极化天线。图 5 显示了所研究阶段 1-4 的仿真模型，相应的输入阻抗（实部的矩形图）和阻抗轨迹（史密斯圆图）分别如图 6 和图 7 所示。通过所呈现的图解释了随着环斑块的增加而出现共振峰值及其相互耦合。最后，根据其匹配和辐射性能对所有研究阶段进行比较。所提出设计的所有仿真和优化都是利用 CST 微波工作室 （MWS） 进行的。
 
图 5.天线演化的仿真模型。（a） 第 1 阶段，有单个补丁，P1。（b） 第 2 阶段，有两个堆叠的补丁，P1 + P3。（c） 第 3 阶段，有三个堆叠的补丁，P1 + P2 + P3。（d） 第 4 阶段，有四个堆叠的补丁，P1 + P2 + P3 + 4。(byEEPW)
 
图 6.天线演化的输入阻抗（实部，矩形图）：（a） 第 1 阶段，（b） 第 2 阶段，（c） 第 3 阶段和 （d） 第 4 阶段。
 

图 7.天线演化的输入阻抗（史密斯圆图）：（a） 第 1 阶段、（b） 第 2 阶段、（c） 第 3 阶段和 （d） 第 4 阶段。

1） 第 1 阶段：
在第一阶段，孔径耦合方环贴片P1嵌入介电材料的设计，如图5（a）所示。对于基本 TM11在模式操作中，环的平均参数应为微带宽度的一个导波长。初始环尺寸可由下式计算 [26]
f=c04(Lo+L我)/2εeff−−−√(1)
查看源代码 哪里c0 是自由空间中的光速，f 是方环天线的基频，Lo 和L我 分别是它的外长和内长，以及εeff 是有效的介电常数。两者之间的初始区别Lo 和L我 可以设置为最小可制造走线宽度，然后可以根据需要增加该值。贴片距地平面高度的实用值，H1，基于现有文献和参数研究，现阶段可以选择。以后可以在存在剩余补丁的情况下对其进行优化，以获得最佳性能。参数化研究将讨论其对天线与时隙耦合和阻抗带宽的影响。输入电阻（实部）显示了图6（a）中的四个峰值。21.7 GHz 和 43.6 GHz 处的峰值由谐振带状线馈电引起，而 26.8 GHz 和 35.3 GHz 处的峰值分别表示环形贴片和时隙的共振。第一级的阻抗轨迹[图7（a）]显示了史密斯圆图中心的单个环路。史密斯圆图上的循环是由于馈电和贴片共振的耦合。(byEEPW)

2） 第 2 阶段：
一种孔径耦合堆叠环形贴片天线（P1+ P3）在第二阶段设计覆盖下部工作带，如图5（b）所示。上部贴片 P3接近耦合到下部贴片，P1.间距 （H2+ H3） 在斑块及其尺寸之间进行调整以产生最大带宽。间隙基本上控制着贴片之间的耦合。通常，对于任何堆叠贴片设计，仅将下部贴片设计为过耦合，并通过添加顶部贴片来补偿输入阻抗[15]。在图6（b）中，在输入电阻图上可以观察到五个谐振峰值。由于P的加入，出现了第五个峰值3.据观察，由于堆叠，下部贴片的共振转移到较低的频率。25.8 GHz 和 30.5 GHz 的峰值是由于 P1和 P3分别。图7（b）显示了史密斯圆图中心附近的两个紧环。第二个循环是由于两个耦合补丁的相互作用。
3） 第 3 阶段：
为了实现双频带/高频段操作，第三个补丁 P2，在两个较低的带块之间引入，如图5（c）所示。P的谐振频率2强烈依赖于它与 P 的间距1，因为它充当 P 的基础2.P的维度效应2及其在 P 之间的位置1和 P3通过参数研究观察其工作频率。在图6（c）的输入电阻图中，37 GHz附近的第六次谐振是由于P2.据观察，P2对P的谐振频率和输入阻抗没有影响1和 P3因为阶段 2 和 3 的输入阻抗曲线在较低的工作频带处完全重叠。图7（c）中配置的阻抗轨迹显示了第三个环路，这是由于P的耦合2和插槽共振。
4） 第 4 阶段：
最后，第四个补丁 P4添加到 P 之上3实现宽双频操作，如图5（d）所示。在这里，P3作为 P 的基础4其工作频率取决于其与 P 的间距3.从图6（d）中可以看出，P4对下部工作频带影响不大：P的谐振频率3随着输入阻抗的增加，略微偏移到较低的一侧。在较高频段，P4P的谐振频率略有偏移2到较低的一侧，并补偿其高输入阻抗。在图7（d）中，在阻抗轨迹上可以观察到三个耦合环路。P的介绍4拓宽了较低频段的第二耦合环路。在较高频段，P2现在耦合到 P4.(byEEPW)

D. 天线匹配和增益性能
天线设计中所有呈现的级在阻抗带宽方面的性能如图 8 所示。具有一个谐振贴片的第一级可以在阻抗带宽方面部分覆盖较低的频带。在较低频段，所需的带宽从24.25到29.5 GHz，是通过两个堆叠的补丁P实现的1和 P3，在第二阶段。通过添加 P2，在设计的第三阶段，在较高频段上实现了大约1 GHz的阻抗带宽。在最后阶段，通过四个贴片在两个工作频带上获得所需的带宽，并添加 P4.由于包含 P4.
 
图 8.天线在所有模拟阶段的反射系数。

图9比较了不同设计阶段的天线增益。在第一阶段，由于P，天线主要以较低的频率辐射1.P的堆叠3在第二阶段进一步改善了较低频段的天线增益。在33 GHz处，由于添加了P，可以观察到辐射零点（第一个零点3.在第三阶段，由于 P2.它不会影响低频段辐射性能。此外，在36 GHz附近出现第二个零点。4在最后阶段进一步改善了上带的辐射性能。在41.5 GHz附近也实现了第三个零点，尽管由于来自天线接地边缘的表面波衍射引起的更高频率的不需要的辐射，它不是很深。此外，由于最后添加的贴片，较低频段的辐射带宽略有降低。下面将详细解释所提设计的三个零点或滤波特性。
 
图 9.天线在所有模拟阶段的增益。

E. 过滤特性
堆叠贴片配置接近带宽上限，因为贴片上的表面电流之间的相位差变为180°[16]。所提出的设计在 31.5、34.5 和 41.5 GHz 下提供三个辐射零点（图 9，第 4 级）。为了解释这些零点，首先，在图10中比较了贴片谐振器在工作频率和零点频率下的电场分布。补丁 P1和 P3耦合频率为29.0 GHz，工作在较低频段，如图10（a）所示。在31.5 GHz处出现第一个辐射零点，这是由于这些场在较低频带对之间的反转相位而出现的[图10（d）]。图10（b）显示了P2和 P3在 33 GHz 附近产生不需要的辐射。当该耦合场的相位反转180°时，在34.5 GHz附近出现第二个零点，如图10（e）所示。同样，在较高的波段，P2和 P4耦合频率为39.0 GHz，如图10（c）所示。当场的相位反转时，在41.5 GHz附近实现第三个零点，如图10（f）所示。
 
图 10.比较电场图，以解释在31.5、34.5和41.5 GHz下产生三个辐射零点。（一）f = 29.0千兆赫。f = 33.0千兆赫。f = 39.0GHz。（四）f = 31.5千兆赫。f = 34.5千兆赫（六频）f = 41.5GHz。

图11显示了不同频率下环形斑片上的表面电流分布，以进一步阐明辐射零点。图11（a）和（b）分别显示了29.0和31.5 GHz时贴片上的表面电流。可以看出，P1和 P3在 29 GHz 时处于偶数模式，同时在 31.5 GHz 时更改为奇数模式，这会导致第一个空。P 上的表面电流2和 P4在这些频率下保持异相。同样，图11（c）和（d）分别给出了33.0和34.5 GHz的表面电流，以解释34.5 GHz的第二个零点。可以看出，P2和 P3具有相同的电流方向，在 34.5 GHz 处反转并导致第二个零点。P1和 P4在两个频率上保持异相。最后，图11（e）和（f）分别给出了39.0和41.5 GHz的表面电流，以研究第三个零点。The P2和 P4贴片耦合以在更高的频带下工作，零点显示为P上的表面电流4反转相位。同样，P1和 P3在两个频率上保持异相。需要注意的是，随着工作频率的增加，所提出的天线在电上变得更厚。因此，耦合贴片表面电流之间的相位差随频率的增加而增加。尽管如此，相位反转条件对于零频率仍然有效。(byEEPW) 

图 11.比较斑块上的表面电流，以解释（a）处三个辐射零点的产生f = 29.0千兆赫，（b）f = 31.5千兆赫，（c）f = 33.0 千兆赫，（d）f = 34.5 千兆赫，（e）f = 39.0 GHz，以及 （f）f = 41.5 千兆赫。

F. 参数化研究
提出了参数化研究，研究了不同参数对所提天线性能的影响。在下文中，除正在研究的参数外，所有参数都保持不变，如表I所示。
1）贴片尺寸的影响：
环形贴片几何体提供两个参数，L我 和Lo （内长和外长），以调整其谐振频率、阻抗和带宽[27]。四个谐振器的每个尺寸都发生了变化，以观察其对图12中拟议设计的输入电阻的影响。P的谐振频率1减小，其输入电阻随Lo第1 页 ，如图12（a）所示。由于频移，它开始与 P 解耦3.增加Lo第1 页 还会降低槽谐振频率。同样，减少L我p1 导致P的共振频率增加不显著1以及其输入电阻的降低。另一方面L我p1 对P的谐振频率和输入阻抗有相当大的影响3.降低L我p1 提高P的谐振频率和输入电阻3.这是由于 P 之间的耦合性质1和 P3，因为它改变了 P 的有效尺寸3 [28]. 此外，L我p1 对槽谐振频率有明显影响，随L我p1 .这里可以得出结论，P 的维数1对两个工作频段都至关重要。同样，如图12（c）和（d）所示，在较高频段中，增加Lo第2 页 降低P的谐振频率2它与 P 解耦4.与效果相似L我p1 在 P 上3共振，减少L我p2 显著提高P的谐振频率和输入阻抗4.还可以观察到，P 的内外尺寸2对较低工作频带的谐振没有影响。同样，对于 P3增加Lo第3 页 将降低其谐振频率并增加其输入电阻，而不会影响上带，如图 12（e） 所示。同时，减少L我p3 将增加其谐振频率并降低其输入电阻。重要的是要注意L我p3 在上能带上，因为它的长度减小会影响斑块之间的耦合 P2和 P4.这意味着调优L我p3 将影响两个工作频段。对于 P4尺寸， 增加Lo第4 页 如图12（g）所示，谐振频率随输入阻抗的增加而降低谐振频率的相同趋势。这也导致 P 的谐振频率发生变化2朝向较低的频率。补丁 P2最终将与 P 脱钩4由于 P 的这种频移2.它还通过降低谐振频率和增加 P 的输入电阻来影响较低的频带3.最后，在图12（h）中，显示L我p4 对较低频段无显著影响。在较高频段，观察到向高频的轻微偏移和输入电阻的降低，随着L我p4 .
 
图 12.参数化研究，以观察贴片尺寸对输入电阻的影响。（a） P的外长1.（b） P的内长1.（c） P的外长2.（d） P的内长2.（e） P的外长3.（f） P的内长3.（g） P的外长4.（h） P的内长4.

从参数研究中可以观察到，除了它们对其他共振的影响外，所有斑块对外部和内部长度变化的个体响应是相同的。换言之，增加外部长度会导致较低的谐振频率和较高的输入阻抗，而减少内部长度会增加谐振频率并降低输入阻抗。然而，由于耦合机制，各个谐振频率、堆叠贴片的输入阻抗和周围贴片的尺寸之间存在相互依赖性。在所提出的天线设计中，利用优化工具在谐振频率的初始调谐后实现最佳参数。
2）天线基板厚度的影响：
为了观察基板厚度对贴片谐振和贴片之间耦合的影响，图13显示了不同厚度的天线基板的输入电阻图。减小厚度的明显效果（H1）是与槽的耦合增加（输入电阻更高）和P的谐振频率降低1，如图13（a）所示。P之间的耦合1和 P3以及P的谐振频率和输入电阻3也受到 H 的影响1.槽的谐振频率向更高的频率移动，如 H1减少。还注意到，P的共振频率2取决于 H1因为它改变了 P 之间的基板厚度1和 P2.第二基板的厚度，H2，仅影响较高的工作频带响应，如图13（b）所示。降低 H2将导致 P 之间的耦合更强2和 P4，同时增加它最终会使插槽和更高频带的补丁解耦。第三基材的适当选择，H3，需要满足较低频段的带宽标准，如图13（c）所示。H 递减3将减少 P 之间的耦合1和 P3.此外，P的共振行为4还取决于它与 P 的间距3.最后基板的厚度（H4）对较低工作频带性能的影响较小，如图13（d）所示。还值得注意的是，增加 H4高于设计值不会在工作带宽改善方面产生任何显着回报。
 
图 13.参数化研究，观察天线基板高度对输入电阻的影响。（a） 第一基板高度H1.（b） 第二基板的高度H2.（c） 第三基板H的高度3.（d） 第四基板H的高度4.

对于所提出的天线设计，观察到天线基板的总厚度主要由较低频段的带宽要求决定。为了在较低频段实现所需的 19.5% 的小数带宽，初始值为 H1与P之间的衬底1和 P3（H2+H3） 被选中。高频带基板厚度（H2和 H4）在天线设计方面提供了更大的灵活性。
3）槽尺寸的影响：
在所提出的孔径耦合设计中，槽主要将馈线耦合到堆叠的贴片上。为简洁起见，本文仅介绍从参数化仿真中得出的结论。槽长控制耦合电平及其谐振频率。随着贴片谐振器之间的耦合显著降低，它会影响两个工作频带。此外，它不仅会改变槽谐振频率，还会影响带状线谐振器和贴片谐振器的谐振频率[29]。最好保持槽长度尽可能小，以避免后叶辐射。与其长度相比，H型槽的宽度对耦合和谐振频率的影响较小，通常设计为槽长度的10%左右[30]。

第三节.实验结果与探讨
为了验证建议的设计，单个单元和2×2 阵列原型使用商业 PCB 制造设施制造。mini-SMP （SMPM） 连接器由于其扁平，用于原型的测量。这S -参数使用 Keysight N5247B PNA-X 网络分析仪测量。
A. 单元素
图 14 显示了带有 SMPM 连接器的 3D 仿真模型和单晶片设计的制造原型。第二个接地平面 （M8） 延长 5 mm，用于放置连接器。据观察，这种接地延伸对天线匹配的影响很小。设计和制造了一个贯穿反射线 （TRL） [31] 校准套件，用于校准夹具效果。此外，网络分析仪中启用了时间门控选项[32]，以消除测量响应中的纹波。模拟和测量的双端口S -拟议设计的参数如图15所示。由于馈线不对称，两个端口的反射系数图之间存在细微差异。两个工作频段都满足|S11|≤ –10 dB 阻抗带宽标准，仿真结果和测量结果之间略有差异。在测量中，较低频段加宽约 1 GHz，较高频段偏移 0.8 GHz。端口之间的模拟和测量隔离仍然优于 20 dB，但模拟除外|S21| 大约 25 GHz。扩展接地会影响仿真隔离性能，因为不带连接器的设计针对至少 20 dB 的隔离进行了优化。PCB制造中测量和公差的不确定性主要解释了模拟结果和测量结果之间的差异。在较高频段，造成差异的一个可能原因是制造设施对顶层的电镀要求，这进一步增加了原型的制造公差。
 
图 14 所提出的单单元设计的仿真模型和预制原型：（a）三维仿真模型，（b）原型的顶视图和（c）底视图。

 

图 15.模拟和测量S -单个元素的参数。

天线辐射方向图是在消声室中利用内部开发的远场测量装置测量的[33]。由于转盘的限制±图案的测量范围高达 130°。两个工作频段的归一化模拟和测量模式×××××××× 和yz 平面如图 16 和 17 所示。一般来说，模拟模式和测量模式之间有很好的一致性。还绘制了无连接器设计的仿真图案进行比较，以观察由于扩展接地而导致的图案劣化。在这种情况下，在两个工作频带中，视轴方向的XPD仍然优于20 dB。然而，较大的接地增加了交叉极性分量和后瓣，也降低了图案对称性。
 
图 16.模拟和测量×××××××× 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。

 

图 17.
模拟和测量yz 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。

图18比较了模拟增益和实测增益。增益是通过比较方法测量的，使用标准喇叭天线。测得增益的频移与|S11| 测量。在工作频段上，测得的增益降低了1-2 dB，这很可能是由于天线基板中的测量不确定度和未解释的介电损耗所致。此外，增益稳定性还受到扩展接地和连接器的影响。
 
图 18.
模拟和测量单个元件的增益。

B. 2 × 2 阵列
通常，对于相控阵，元件间距保持半波长（λ0 /2） 在最高工作频率下，在控制光束时避开光栅瓣。然而，在本例中，两个工作频段在频谱上相距很远。一种可能性是保持元素间距λ0 /2 40 GHz，具有最大扫描范围，同时在较低频段接受更低的阵列增益和更高的互耦合。在这里，进行了权衡，并将元素间距保持在λ0 /2 30 GHz，等于 5 mm。这在天线设计方面提供了一定的灵活性，并在较低工作频段具有更好的阵列增益和相互耦合性能，而在较高工作频段的扫描范围较小。将天线元件排列在图像方向上是一种众所周知的技术，可以抑制交叉极化并增加辐射方向图对称性[34]。在所提出的双极化阵列中，两种极化的天线元件都以图像配置排列，如图19所示。这也有助于在放置SMPM连接器时保持阵列对称。对于镜像天线元件，激励应为 180° 异相。这将使元件的共极化图案保持同相，而交叉极化图案将相差180°，从而显着降低阵列交叉极化图案。
 
图 19.
在2×2 数组。标有 （+） 和 （−） 符号的端口之间存在 180° 相移。

为了演示所提出的设计在阵列配置中的性能，一个2×2 对阵列进行仿真和制造，如图20所示。如前所述，接地每侧延伸 5 mm 以放置 SMPM 连接器。对于S -参数测量，所有端口均由50 Ω SMPM端接，被测量端接除外。模拟和测量的双端口S 数组元素的参数如图 21 所示。模拟和测量|S11| 和|S21| 曲线与图 15 所示的单元素结果非常吻合，但|S11| 在数组情况下。这里需要注意的是，推入式SMPM连接器导致了测量不确定度。被测天线元件的一个端口与阵列中其他元件之间的耦合如图22所示。端口 1 和 2 之间的耦合最高，因为它们在物理上是阵列中最接近的。为了清楚起见，仅显示共极化端口的结果;在两个频段上，所有正交端口之间的耦合仍然优于20 dB。
 
图 20.
仿真模型和预制原型2×2 阵列：（a）原型的3D仿真模型，（b）顶视图和（c）底视图。
 

图 21.
模拟和测量S -参数2×2 数组。

 

图 22.
模拟和测量的天线元件之间的相互耦合2×2 数组。

阵列的归一化模拟和测量辐射方向图×××××××× 和yz 平面分别如图 23 和 24 所示。阵列的每个天线元件都单独测量，同时保持其余元件端接。这些图案在后处理中与适当的相移相结合（图19），以实现阵列图案。测量结果与模拟结果合理匹配。微小差异的可能原因包括天线在支架上的位置错误以及阵列元件顺序测量中测量电缆的相位稳定性。可以注意到，如前所述，由于元件的镜像排列，XPD 得到了显着改进。由于完美的对称性和理想的环境，与共极分量相比，模拟的交叉极分量非常低。
 
图 23.
模拟和测量组合（端口号1、2、3和4）和归一化辐射方向图2×2 数组中×××××××× 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。
 
图 24.
模拟和测量组合（端口号1、2、3和4）和归一化辐射方向图2×2 数组中yz 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。

图25显示了预制阵列的模拟和测量增益。此外，还给出了无连接器设计的仿真结果，以进行比较，以显示由于较大的接地和连接器而导致增益性能的恶化。在较低的频段，增益随着天线尺寸与波长相比的增加而增加。
 
图 25.
模拟增益和实测增益的比较2×2 数组。

为了证明拟议设计的优点，表II将其性能与先前报道的其他5G毫米波天线元件和阵列的性能进行了比较。因此，可以看出，所提出的设计具有多种演示设计的显著特征，例如宽带宽、双频段和辐射零点。此外，其单晶尺寸使其成为 5G 毫米波波束扫描应用的潜在候选者。
表二 拟议设计与用于5G通信的最先进毫米波天线的比较
 
第四节.结论
本文演示了用于 5G 毫米波应用的单端双频双极化天线。该文提出一种基于两对在两个远距离频带工作的堆叠环贴片的新型堆叠配置。这些贴片以交替排列的方式印在四个金属层上。每对环形贴片在各自的频段内提供宽带宽，并且由于堆叠配置，在工作频段之间具有急剧的滚降和滤波行为。基于带状线的孔径耦合馈送技术具有更好的隔离和最小的杂散辐射，并符合天线和射频电路之间接地层的AiP要求。除了单个元素外，一个2×2 此外，还演示了阵列，以展示所提出的设计在天线阵列中的应用。测量的S -参数表明，天线在较低 （24.25–29.5 GHz） 和较高 （37–40 GHz） 工作频段均满足 −10 dB 匹配标准，隔离度优于 20 dB。所展示的辐射性能显示出稳定的增益和对称的辐射方向图，同时考虑到由于连接器所需的较大接地而导致的退化。此外，测得的频率响应显示出非常尖锐的滤波响应，尤其是在阻带边缘。这将大大放宽阻带的滤波要求，从频谱调节的角度来看，这是至关重要的。所提出的多层天线设计适用于AiP应用，是5G毫米波基站阵列的潜在候选者。